发布时间：2023-08-03 来源：行业新闻
开关电源内部首要损耗要进步开关电源的功率，就有必要分辩和大略预算各种损耗。开关电源内部的损耗大致可分为四个方面：开关损耗、导通损耗、附加损耗和电阻损耗。这些损耗一般会在有损元器材中一起呈现，下面将别离评论。
功率开关是典型的开关电源内部最首要的两个损耗源之一。损耗基本上可分为两部分：导通损耗和开关损耗。导通损耗是当功率器材已被注册，且驱动和开关波形现已安稳今后，功率开关处于导通状况时的损耗；开关损耗是呈现在功率开关被驱动，进入一个新的作业状况，驱动和开关波形处于过渡进程时的损耗。这些阶段和它们的波形见图1。
导通损耗可由开关两头电压和电流波形乘积测得。这些波形都近似线性，导通期间的功率损耗由式(1)给出。
操控这个损耗的典型方法是使功率开关导通期间的电压降最小。要到达这个意图，规划者有必要使开关作业在饱满状况。这些条件由式(2a)和式(2b)给出，经过基极或栅极过电流驱动，确保由外部元器材而不是功率开关本身对集电极或漏极电流进行操控。
电源开关转化期间的开关损耗就更杂乱，既有本身的要素，也有相关元器材的影响。与损耗有关的波形只能经过电压探头接在漏源极(集射极)端的示波器调查得到，沟通电流探头可丈量漏极或集电极电流。丈量每一开关瞬间的损耗时，有必要运用带屏蔽的短引线探头，由于任何有长度的非屏蔽的导线都或许引进其他电源宣布的噪声，然后不能精确显现实在的波形。一旦得到了好的波形，就可用简略的三角形和矩形分段求和的方法，大略算出这两条曲线)核算。
这个成果仅仅功率开重视册期间的损耗值，再加上关断和导通损耗能够得到开关期间的总损耗值。
在典型的非同步整流器开关电源内部的总损耗中，输出整流器的损耗占有了悉数损耗的40％-65％。所以了解这一节十分重要。从图2中可看到与输出整流器有关的波形。
整流器的导通损耗便是在整流器导通并且电流电压波形安稳时的损耗。这个损耗的按捺是经过挑选流过必定电流时最低正向压降的整流管而完成的。PN二极管具有更平整的正向V-I特性，但电压降却比较高(0.7～1.1V)；肖特基二极管转机电压较低(O.3～0.6V)，但电压一电流特性不太陡，这意味着跟着电流的增大，它的正向电压的添加要比PN二极管更快。将波形中的过渡进程分段转化成矩形和三角形面积，运用式(3)能够核算出这个损耗。
剖析输出整流器的开关损耗则要杂乱得多。整流器本身固有的特性在部分电路内会引发许多问题。
注册期间，过渡进程是由整流管的正向康复特性决议的。正向康复时刻tfrr是二极管两头加上正向电压到开端流过正向电流时所用的时刻。关于PN型快康复二极管而言，这个时刻是5～15ns。肖特基二极管由于本身固有的更高的结电容，因而有时会表现出更长的正向康复时刻特性。虽然这个损耗不是很大，但它能在电源内部引起其他的问题。正向康复期间，电感和变压器没有很大的负载阻抗，而功率开关或整流器仍处于关断状况，这使得贮存的能量发生振动，直至整流器终究开端流过正向电流并钳位功率信号。
关断瞬间，反向康复特性起首要效果。当反向电压加在二极管两头时，PN二极管的反向康复特性由结内的载流子决议，这些迁移率受限的载流子需求从本来进入结内的反方向出去，然后构成了流过二极管的反向电流。与此相关的损耗或许会很大，由于在结区电荷被耗尽前，反向电压会敏捷上升得很高，反向电流经过变压器反射到一次侧功率开关，添加了功率管的损耗。以图1为例，能够看到注册期间的电流峰值。
相似的反向康复特性也会呈现在高电压肖特基整流器中，这一特性不是由载流子引起的，而是由于这类肖特基二极管具有较高的结电容所造成的。所谓高电压肖特基二极管便是它的反向击穿电压大于60V。
输入输出滤波电容并不是开关电源的首要损耗源，虽然它们对电源的作业寿数影响很大。假如输入电容挑选不正确的话，会使得电源作业时达不到它实践应有的高功率。
每个电容器都有与电容相串联的小电阻和电感。等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)是由电容器的结构所导致的寄生元件，它们都会阻止外部信号加在内部电容上。因而电容器在直流作业时功用最好，但在电源的开关频率下功用会差许多。
输入输出电容是功率开关或输出整流器发生的高频电流的仅有来历(或贮存处)，所以经过调查这些电流波形能够合理地确认流过这些电容ESR的电流。这个电流不可避免地在电容内发生热量。规划滤波电容的首要任务便是确保电容内部发热满意低，以确保产品的寿数。式(4)给出了电容的ESR所发生的功率损耗的核算式。
不光电容模型中的电阻部分会引起问题，并且假如并联的电容器引出线不对称，引线电感会使电容内部发热不均衡，然后缩短温度最高的电容的寿数。
附加损耗与一切运转功率电路所需的功用器材有关，这些器材包含与操控IC相关的电路以及反应电路。比较于电源的其他损耗，这些损耗一般较小，可是能够作些剖析看看是否有改善的或许。
首先是发动电路。发动电路从输入电压取得直流电流，使操控IC和驱动电路有满意的能量发动电源。假如这个发动电路不能在电源发动后堵截电流，那么电路会有高达3W的继续的损耗，损耗巨细取决于输入电压。
第二个首要方面是功率开关驱动电路。假如功率开关用双极型功率晶体管，则基极驱动电流有必要大于晶体管集电极e峰值电流除以增益(hFE)。功率晶体管的典型增益在5-15之间，这意味着假如是10A的峰值电流，就要求0.66～2A的基极电流。基射极之间有0.7V压降，假如基极电流不是从十分挨近0.7V的电压取得，则会发生很大的损耗。
功率MOSFET驱动功率比双极型功率晶体管高。MOSFET栅极有两个与漏源极相连的等效电容，即栅源电容Ciss和漏源电容Crss。MOSFET栅极驱动的损耗来自于注册MOSFET时辅佐电压对栅极电容的充电，关断MOSFET时又对地放电。栅极驱动损耗核算由式(5)给出。
对这个损耗，除了挑选Ciss和Crss值较低的MOSFET，然后有或许稍微下降最大栅极驱动电压以外，没有太多的方法。
对一般规划工程师而言，这部分十分杂乱。由于磁性元件术语的特别性，以下所述的损耗首要由磁心生产厂家以图表的方法表明，这十分便于运用。这些损耗列于此处，使人们能够对损耗的性质作出评价。
与变压器和电感有关的损耗首要有三种：磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。在规划和结构变压器和电感时能够操控这些损耗。
磁滞损耗与绕组的匝数和驱动方法有关。它决议了每个作业周期在B-H曲线内扫过的面积。扫过的面积便是磁场力所作的功，磁场力使磁心内的磁畴重新排列，扫过的面积越大，磁滞损耗就越大。该损耗由式(6)给出。
如公式中所见，损耗是与作业频率和最大作业磁通密度的二次方成正比。虽然这个损耗不如功率开关和整流器内部的损耗大，可是处理不妥也会成为一个问题。在100kHz时，Bmax应设定为资料饱满磁通密度Bsat 的50％。在500kHz时，Bmax应设定为资料饱满磁通密度Bsat 的25％。在1MHz时，Bmax应设定为资料饱满磁通密度Bsat 的10％。这是根据铁磁资料在开关电源(3C8等)中所表现出来的特性决议的。
涡流损耗比磁滞损耗小得多，但跟着作业频率的进步而敏捷添加，如式(7)所示。
涡流是在强磁场中磁心内部大规模内感应的环流。一般规划者没有太多方法来削减这个损耗。
电阻损耗是变压器或电感内部绕组的电阻发生的损耗。有两种方法的电阻损耗：直流电阻损耗和集肤效应电阻损耗。直流电阻损耗由绕组导线的电阻与流过的电流有用值二次方的乘积所决议。集肤效应是由于在导线内强沟通电磁场效果下，导线中心的电流被“面向”导线外表而使导线的电阻实践添加所造成的，电流在更小的截面中活动使导线的有用直径显得小了。式(8)给出了这两个损耗在一个表达式中的核算式。
漏感(用串联于绕组的小电感表明)使一部分磁通不与磁心交链而漏到周围的空气和资猜中。它的特性并不受与之相关的变压器或电感的影响，因而绕组的反射阻抗并不影响漏感的功用。
漏感会带来一个问题，由于它没有将功率传递到负载，而是在周围的元件中发生振动能量。在变压器和电感的结构规划中，要操控绕组的漏感巨细。每一个的漏感值都会不同，但能操控到某个额定值。
一些削减绕组漏感的通用经历法则是：加长绕组的长度、离磁心间隔更近、绕组之间的紧耦合技能，以及附近的匝比(如挨近l：1)。对一般用于DC-DC变换器的E-E型磁心，估计的漏感值是绕组电感的3％～5％。在离线式变换器中，一次绕组的漏感或许高达绕组电感的12％，假如变压器要满意严厉的安全规程的话。用来绝缘绕组的胶带会使绕组更短，并使绕组远离磁心和其他绕组。
在直流磁铁的使用场合，沿磁心的磁路一般需求有一个气隙。在铁氧体磁心中，气隙是在磁心的中部，磁通从磁心的一端流向另一端，虽然磁力线会从磁心的中心向外散开。气隙的存在发生了一块密布的磁通区域，这会引起接近线圈或接近气隙的金属部件内的涡流活动。这个损耗一般不是很大，但很难确认。
寄生参数是电路内部实践元件无法意料的电气特性，它们一般会贮存能量，并对本身元件起反效果而发生噪声和损耗。对规划者来说，分辩、定量、减小或运用这些反效果是一个很大的应战。
在沟通情况下，寄生特性愈加显着。典型的开关电源内部有两个首要的、存在较大沟通值的节点，第一是功率开关的集电极或漏极；第二是输出整流器的阳极。有必要要点重视这两个特别的节点。
在一切开关电源中，有一些常见的寄生参数，在调查变换器内首要沟通节点的波形时，能够显着看到它们的影响。有些器材的数据资猜中，乃至给出了这些参数，如MOSFET的寄生电容。两种常见变换器的首要寄生参数见图3。
有些寄生参数已清晰认义，如MOSFET的电容，其他一些离散的寄生参数能够用会集参数表明，使建模变得愈加简单。企图确认那些没有清晰认义的寄生参数的值是十分困难的，一般用一个经历值确认，换句话说，在进行软开关规划时，元器材的挑选以能得到最佳成果为准则来进行。在线路图中，适宜的当地放置寄生元件十分重要，由于电气支路只在变换器作业的一部分时刻内起效果。例如，整流器的结电容只要在整流器反向偏置时会很大，而当二极管正向偏置时就消失了。表l列出了一些简单确认的寄生参数和发生这些参数的元器材，以及这些值的大致规模。某些特别的寄生参数值能够从特定元器材的数据资猜中取得。
印制电路板(PCB)对寄生参数的影响无处不在，好的PCB布局规矩能够尽量削减这些影响。
流过尖峰电流的印制线对由任一印制线所发生的电感和电容很灵敏，所以这些线有必要短而粗。存在沟通高电压的PCB焊点，如功率开关的漏极或集电极或许整流管的阳极，极易与接近印制线发生耦合电容，使沟通噪声耦合到附近的印制线中。经过“过孔”衔接能够使沟通信号印制线的上基层都流过相同的信号。其他寄生参数的影响一般可归到相邻的寄生元件中。
搞清楚构成一个典型变换器的每个元器材上的寄生参数的性质，将有助于确认磁性元件参数、规划PCB、规划EMI滤波器等。这是一切开关电源规划中最难的一部分。